近十年財險業(yè)務(wù)快速發(fā)展 財產(chǎn)保險業(yè)風(fēng)險保障水平不提升
2022-12-13 18:13:18
如何在高壓應(yīng)用中利用反相降壓-升壓拓?fù)?/h1>
2022-12-13 18:13:18 來源: 電子創(chuàng)新網(wǎng)
作者：ADI核心應(yīng)用工程師Olivier Guillemant
問題：
【資料圖】
如何輕松地為高壓反相降壓-升壓拓?fù)溥x擇合適的線圈？
答案：
使用簡化的占空比方程來繪制線圈電流紋波與電路輸入電壓（轉(zhuǎn)換為輸出電壓）之間的關(guān)系，然后使用ADI的LTspice?驗證結(jié)果。
簡介
對于需要生成負(fù)電壓軌的應(yīng)用，可以考慮多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如“生成負(fù)電壓的藝術(shù)”一文所述。但是，如果輸入和/或輸出端的絕對電壓超過24V，并且所需的輸出電流可以達到幾安，則充電泵和LDO負(fù)壓穩(wěn)壓器將會因其低電流能力被棄用，而其電磁組件的尺寸，會導(dǎo)致反激式和?uk轉(zhuǎn)換器解決方案變得相當(dāng)復(fù)雜。
因此，在這種條件下，反相降壓-升壓拓?fù)淠茉诟咝屎托〕叽缰g達成較好的折衷效果。
但是，要實現(xiàn)這些優(yōu)勢，必須充分了解高壓條件下反相降壓-升壓拓?fù)涞墓ぷ髟?。在深入研究這些細(xì)節(jié)之前，請先跟隨ADI回顧一下反相降壓-升壓拓?fù)?。然后，比較反相降壓-升壓拓?fù)?、降壓拓?fù)浜蜕龎和負(fù)涞年P(guān)鍵電流路徑。
三種基本的非隔離拓?fù)?/strong>
反相降壓-升壓拓?fù)鋵儆谌N基本的非隔離開關(guān)拓?fù)?。這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都包括一個控制晶體管（通常是一個MOSFET）、一個二極管（可能是肖特基二極管或有源二極管，即同步MOSFET），以及一個作為儲能元件的功率電感。這三個元件之間的共同連接稱為開關(guān)節(jié)點。功率電感相對于開關(guān)節(jié)點的位置決定拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
如果線圈位于開關(guān)節(jié)點和輸出之間，將構(gòu)成DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，下文中將其簡稱為降壓轉(zhuǎn)換器?；蛘?，如果線圈位于輸入和開關(guān)節(jié)點之間，將構(gòu)成DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器，簡稱為升壓轉(zhuǎn)換器。最后，如果線圈位于開關(guān)節(jié)點和地(GND)之間，則構(gòu)成DC-DC反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。
在每個開關(guān)周期，甚至在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)下，所有三種拓?fù)浒慕M件和PCB走線的電流會快速變化，導(dǎo)致圖1c、2c和3c突出顯示的噪聲轉(zhuǎn)移。盡可能設(shè)計較小的熱回路，以降低電路輻射的電磁干擾(EMI)。這里，需要提醒大家的是，熱回路并非一定是電流循環(huán)流動的物理回路。實際上，在圖1、圖2和圖3突出顯示的各個回路中，由紅色和藍色突出顯示的組件和線路構(gòu)成熱回路，其電流急劇轉(zhuǎn)換并不會發(fā)生在相同方向。
圖1.屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運行的降壓轉(zhuǎn)換器
圖2.屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運行的升壓轉(zhuǎn)換器
圖3.屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運行的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器
對于圖3所示的CCM下運行的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器，熱回路由CINC、Q1和D1構(gòu)成。與降壓和升壓拓?fù)渲械臒峄芈废啾?，反相降?升壓拓?fù)涞臒峄芈钒挥谳斎牒洼敵龆说慕M件。在這些組件中，當(dāng)控制MOSFET開啟時，二極管（或者，如果使用同步MOSFET，則為體二極管）的反相恢復(fù)會生成最高的di/dt和EMI。由于需要全面的布局概念來考慮控制這兩個方面的輻射EMI，所以您肯定不希望通過低估在高輸入和/或輸出電壓條件下所需的反相降壓-升壓電感，通過過大的線圈電流紋波生成額外的輻射EMI。對于依賴自己所熟悉的升壓拓?fù)鋪泶_定反相降壓-升壓電路電感的工程師來說，他們會面臨這種風(fēng)險，而且可通過比較這兩種拓?fù)淇辞暹@一點。
高壓反相降壓-升壓拓?fù)涞脑O(shè)計考量
升壓拓?fù)浜头聪嘟祲?升壓拓?fù)渖傻慕^對輸出電壓的幅度要高于輸入電壓。但是，這兩種拓?fù)渲g存在差異，可以通過CCM中各自的占空比（在公式1和公式2中提供）來突出顯示。請注意，這些都是一階近似值，未考慮通過肖特基二極管和功率MOSFET時產(chǎn)生的壓降等影響。
圖4左側(cè)顯示的是在VIN= 12V時，這些占空比變化的一階近似值與|VOUT|的關(guān)系。此外，假設(shè)在這兩種情況下，電源線圈的開關(guān)頻率(fSW)為1MHz，電感為1μH，則線圈電流紋波變化與VOUT的關(guān)系如圖4右側(cè)所示。
圖4.反相降壓-升壓和升壓轉(zhuǎn)換器中，VIN= 12V時占空比和線圈電流紋波與|VOUT|的關(guān)系
從圖4可以看出，與升壓拓?fù)湎啾?，|VOUT|更低時，反相降壓-升壓拓?fù)涞恼伎毡葘^50%：分別為12V和24V。大家可以參考圖5加深理解。
在升壓拓?fù)渲?，電感位于輸入和輸出之間的路徑中。因此，通過功率電感(VL)的電壓會并入VIN，以提供所需的VOUT。但是，在反相降壓-升壓拓?fù)渲校敵鲭妷河蒝L提供。在這種情況下，功率電感必須為輸出端提供更多電能，這就是|VOUT|更低時，占空比卻已達到50%的原因。
圖5.線圈位置對獲得輸出電壓的影響
也可以換種說法來表述，當(dāng)|VOUT|/VIN比下降時，反相降壓-升壓拓?fù)涞恼伎毡冉档退俣纫壬龎和負(fù)渎?。這是設(shè)計期間要考慮的一個重要事實，大家可以參考圖6更好地了解其影響，其中已重繪占空比和線圈電流紋波的一階近似值，但是是占空比與VIN之間的曲線。
圖6.反相降壓-升壓和升壓轉(zhuǎn)換器中，|VOUT| = 48V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關(guān)系
如圖6所示，線圈電流紋波(ΔIL)與VIN和D成正比。在升壓拓?fù)渲?，?dāng)VIN高于VOUT的一半時，占空比下降的速度快于VIN升高的速度，從VIN= 24V時的50%下降到VIN= 42V時的25%，如圖6左側(cè)圖中的藍色曲線所示。因此，對于圖6右側(cè)圖所示的升壓拓?fù)?，在VIN高于24V時，ΔIL會快速降低。
但是，對于反相降壓-升壓拓?fù)?，如之前圖4所示，當(dāng)|VOUT|/VIN下降時，或者說，VIN增大，以提供固定的|VOUT|時，D非常緩慢地下降。圖6左側(cè)圖中的綠色曲線顯示了這一點，當(dāng)VIN升高62.5%，從48V升高到78V時，占空比僅損失25%。由于D的下降不能抵消VIN的升高，線圈電流紋波會隨VIN升高而大幅增加，如圖6右側(cè)圖中的綠色曲線所示。
總體來說，與升壓拓?fù)湎啾?，反相降?升壓拓?fù)湓诟邏簵l件下具有更高的線圈電流紋波，所以，在相同的fSW下，反相降壓-升壓拓?fù)湫枰叩木€圈值。可以借助圖7，根據(jù)具體情況運用這一知識，當(dāng)然，也是基于一階近似值。
圖7.反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器中，VOUT= -12V和-150V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關(guān)系
具有寬輸入電壓范圍和高輸出電流的應(yīng)用
考慮一下VIN= 7V至72V，VOUT= -12V，電流為5A的應(yīng)用。在這個高輸出電流下，可以選擇使用同步控制器(ADI的LTC3896)來實現(xiàn)高效率。
選擇電感
在CCM中使用LTC3896時，建議將ΔIL保持在IOUT,MAX（例如，為5A時）的30%和70%之間。因此，ADI在設(shè)計時，希望在整個輸入電壓范圍內(nèi)，ΔIL保持在1.5A和3.5A之間。此外，保持在這個推薦的范圍內(nèi)，也就是IOUT,MAX的30%和70%之間意味著比率最多能達到2.33，即70%除以30%，也就是輸入電壓范圍內(nèi)最高電流紋波與最低電流紋波之間的比率。如之前觀察到的結(jié)果，對于反相降壓-升壓拓?fù)溥@類ΔIL會隨VIN大幅變化的拓?fù)鋪碚f，這并不是一項簡單的任務(wù)。
參考圖7可以看出，當(dāng)fSW= 1MHz，L = 1μH時，線圈電流紋波會在4.42A和10.29A之間變化，這個值太高了。要使最低ΔIL達到ADI建議的下限1.5A或IOUT,MAX的30%，需要將現(xiàn)在的值4.42A降低三倍?？梢詫SW設(shè)置為300kHz，選擇10μH電感，加上FREQ引腳上的47.5k?電阻來實現(xiàn)這一點。實際上，這會使ΔIL降低，(1μH × 1MHz)/(300kHz × 10μH) = 1/3。
由于這種降低，現(xiàn)在整個輸入電壓范圍內(nèi)，線圈電流紋波(ΔIL)會在1.5A和3.4A之間（IOUT,MAX的30%和68%之間）變化。獲得LTC3896數(shù)據(jù)手冊最后一頁所提供的電路，如圖8所示。
圖8.LTC3896電路：VIN= 7V至72V，VOUT- = -12V，fSW= 300kHz
使用LTspice驗證電感選擇
對于線圈電流紋波，可以使用LTspice來仿真相同的LTC3896電路，如圖9所示，以得出更準(zhǔn)確的值。在圖10中，VIN= 7V和72V時，ΔIL分別等于約1.45A和3.5A，這與之前根據(jù)圖7以及降低fSW和L獲取的一階近似值一致。請注意，圖10所示的線圈電流在流向RSENSE時，被視為是正電流。
圖9.使用LTspice仿真的LTC3896電路
圖10.測量VIN= 7V和72V時ΔIL的值，使用之前的LTspice電路獲取峰值線圈電流
使用LTspice仿真還有一個好處，可以確定運行期間的峰值線圈電流，即在最低輸入電壓為7V時的電流。
如圖10所示，應(yīng)用的峰值線圈電流接近15.4A。獲得這個值后，可以選擇電流額定值足夠高的功率電感。
設(shè)計采用更高的輸出電壓時
回到圖7，在VIN的范圍為12V至40V，VOUT= -150V這個假設(shè)情況下，其中也提供了電流紋波值。
要注意的第一點是，在相同的fSW和L下，要得出更高的VOUT，電流紋波會大幅增高。如此高的ΔIL往往不可取，因此，與之前的示例相比，需要降低更多倍數(shù)，這意味著在相同的fSW下，采用更大的電感。
第二點是關(guān)于ΔIL在整個輸入電壓范圍內(nèi)的變化。在之前的示例中，VOUT= -12V，從最低紋波到最高紋波，ΔIL只增加了約2.33倍，輸入電壓卻增長了超過10倍。在當(dāng)前的示例中，VOUT= -150V，從最低電流紋波到最高電流紋波，ΔIL已經(jīng)增大2.85倍，但輸入電壓只增大了3.33倍，從12V增大到40V。
還好，這種挑戰(zhàn)只存在于CCM情況下。在斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下，IOUT(MAX)的30%至70%這種限制不再適用。無論如何，在IOUT(MAX)= 5A時，要一步將VIN= 12V轉(zhuǎn)換為VOUT= -150V還是太過費力。在任何情況下，要進行這種電壓轉(zhuǎn)換時，需要的輸出電流一般很低，表示采用DCM模式。例如，LTC3863數(shù)據(jù)手冊最后一頁所示的電路就是如此，如圖11所示。
圖11.LTC3863電路：VIN= 12V至40V，VOUT-= –150V，fSW= 320kHz
因為DC電流低，所以在這些情況下使用非同步控制器（例如LTC3863）就足以提供不錯的效率。關(guān)于在DCM下的這種LTC3863設(shè)計，LTspice提供的LTC3863電路是一個不錯的工具，可用于優(yōu)化線圈選擇。
結(jié)論
反相降壓-升壓拓?fù)涞臒峄芈钒挥谳斎牒洼敵龆说慕M件，所以其布局難度要高于降壓拓?fù)浜蜕龎和負(fù)洹ｋm然與升壓拓?fù)溆行╊愃频牡胤?，但在類似的?yīng)用條件下，反相降壓-升壓拓?fù)涞碾娏骷y波更高，這是因為線圈是其唯一的輸出來源（如果忽略輸出電容）。
對于具有高輸入和/或輸出電壓的反相降壓-升壓應(yīng)用，線圈電流紋波可能更高。為了控制電流紋波，與升壓拓?fù)湎啾?，反相降?升壓拓?fù)鋾褂酶叩碾姼兄?。如本文中ADI就通過一個實例展示了如何根據(jù)應(yīng)用條件來快速調(diào)節(jié)電感。
關(guān)于ADI公司
Analog Devices, Inc. (NASDAQ: ADI)是全球領(lǐng)先的半導(dǎo)體公司，致力于在現(xiàn)實世界與數(shù)字世界之間架起橋梁，以實現(xiàn)智能邊緣領(lǐng)域的突破性創(chuàng)新。ADI提供結(jié)合模擬、數(shù)字和軟件技術(shù)的解決方案，推動數(shù)字化工廠、汽車和數(shù)字醫(yī)療等領(lǐng)域的持續(xù)發(fā)展，應(yīng)對氣候變化挑戰(zhàn)，并建立人與世界萬物的可靠互聯(lián)。ADI公司2022財年收入超過120億美元，全球員工2.4萬余人。攜手全球12.5萬家客戶，ADI助力創(chuàng)新者不斷超越一切可能。更多信息，請訪問www.analog.com/cn。
關(guān)于作者
Olivier Guillemant是ADI公司的核心應(yīng)用工程師，工作地點在德國慕尼黑。他為歐洲的廣泛市場客戶提供Power by Linear?產(chǎn)品組合的設(shè)計支持。他自2000年起擔(dān)任過各種電源應(yīng)用職位，于2021年加入ADI，擁有法國里爾大學(xué)的電子和電信碩士學(xué)位。
關(guān)鍵詞：
線圈電流
輸入電壓
輸出電壓
開關(guān)節(jié)點
功率電感
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2022-12-13 18:13:18 來源: 電子創(chuàng)新網(wǎng)
作者：ADI核心應(yīng)用工程師Olivier Guillemant
問題：
【資料圖】
如何輕松地為高壓反相降壓-升壓拓?fù)溥x擇合適的線圈？
答案：
使用簡化的占空比方程來繪制線圈電流紋波與電路輸入電壓（轉(zhuǎn)換為輸出電壓）之間的關(guān)系，然后使用ADI的LTspice?驗證結(jié)果。
簡介
對于需要生成負(fù)電壓軌的應(yīng)用，可以考慮多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如“生成負(fù)電壓的藝術(shù)”一文所述。但是，如果輸入和/或輸出端的絕對電壓超過24V，并且所需的輸出電流可以達到幾安，則充電泵和LDO負(fù)壓穩(wěn)壓器將會因其低電流能力被棄用，而其電磁組件的尺寸，會導(dǎo)致反激式和?uk轉(zhuǎn)換器解決方案變得相當(dāng)復(fù)雜。
因此，在這種條件下，反相降壓-升壓拓?fù)淠茉诟咝屎托〕叽缰g達成較好的折衷效果。
但是，要實現(xiàn)這些優(yōu)勢，必須充分了解高壓條件下反相降壓-升壓拓?fù)涞墓ぷ髟?。在深入研究這些細(xì)節(jié)之前，請先跟隨ADI回顧一下反相降壓-升壓拓?fù)?。然后，比較反相降壓-升壓拓?fù)?、降壓拓?fù)浜蜕龎和負(fù)涞年P(guān)鍵電流路徑。
三種基本的非隔離拓?fù)?/strong>
反相降壓-升壓拓?fù)鋵儆谌N基本的非隔離開關(guān)拓?fù)?。這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都包括一個控制晶體管（通常是一個MOSFET）、一個二極管（可能是肖特基二極管或有源二極管，即同步MOSFET），以及一個作為儲能元件的功率電感。這三個元件之間的共同連接稱為開關(guān)節(jié)點。功率電感相對于開關(guān)節(jié)點的位置決定拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
如果線圈位于開關(guān)節(jié)點和輸出之間，將構(gòu)成DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，下文中將其簡稱為降壓轉(zhuǎn)換器?；蛘?，如果線圈位于輸入和開關(guān)節(jié)點之間，將構(gòu)成DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器，簡稱為升壓轉(zhuǎn)換器。最后，如果線圈位于開關(guān)節(jié)點和地(GND)之間，則構(gòu)成DC-DC反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。
在每個開關(guān)周期，甚至在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)下，所有三種拓?fù)浒慕M件和PCB走線的電流會快速變化，導(dǎo)致圖1c、2c和3c突出顯示的噪聲轉(zhuǎn)移。盡可能設(shè)計較小的熱回路，以降低電路輻射的電磁干擾(EMI)。這里，需要提醒大家的是，熱回路并非一定是電流循環(huán)流動的物理回路。實際上，在圖1、圖2和圖3突出顯示的各個回路中，由紅色和藍色突出顯示的組件和線路構(gòu)成熱回路，其電流急劇轉(zhuǎn)換并不會發(fā)生在相同方向。
圖1.屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運行的降壓轉(zhuǎn)換器
圖2.屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運行的升壓轉(zhuǎn)換器
圖3.屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運行的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器
對于圖3所示的CCM下運行的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器，熱回路由CINC、Q1和D1構(gòu)成。與降壓和升壓拓?fù)渲械臒峄芈废啾?，反相降?升壓拓?fù)涞臒峄芈钒挥谳斎牒洼敵龆说慕M件。在這些組件中，當(dāng)控制MOSFET開啟時，二極管（或者，如果使用同步MOSFET，則為體二極管）的反相恢復(fù)會生成最高的di/dt和EMI。由于需要全面的布局概念來考慮控制這兩個方面的輻射EMI，所以您肯定不希望通過低估在高輸入和/或輸出電壓條件下所需的反相降壓-升壓電感，通過過大的線圈電流紋波生成額外的輻射EMI。對于依賴自己所熟悉的升壓拓?fù)鋪泶_定反相降壓-升壓電路電感的工程師來說，他們會面臨這種風(fēng)險，而且可通過比較這兩種拓?fù)淇辞暹@一點。
高壓反相降壓-升壓拓?fù)涞脑O(shè)計考量
升壓拓?fù)浜头聪嘟祲?升壓拓?fù)渖傻慕^對輸出電壓的幅度要高于輸入電壓。但是，這兩種拓?fù)渲g存在差異，可以通過CCM中各自的占空比（在公式1和公式2中提供）來突出顯示。請注意，這些都是一階近似值，未考慮通過肖特基二極管和功率MOSFET時產(chǎn)生的壓降等影響。
圖4左側(cè)顯示的是在VIN= 12V時，這些占空比變化的一階近似值與|VOUT|的關(guān)系。此外，假設(shè)在這兩種情況下，電源線圈的開關(guān)頻率(fSW)為1MHz，電感為1μH，則線圈電流紋波變化與VOUT的關(guān)系如圖4右側(cè)所示。
圖4.反相降壓-升壓和升壓轉(zhuǎn)換器中，VIN= 12V時占空比和線圈電流紋波與|VOUT|的關(guān)系
從圖4可以看出，與升壓拓?fù)湎啾?，|VOUT|更低時，反相降壓-升壓拓?fù)涞恼伎毡葘^50%：分別為12V和24V。大家可以參考圖5加深理解。
在升壓拓?fù)渲?，電感位于輸入和輸出之間的路徑中。因此，通過功率電感(VL)的電壓會并入VIN，以提供所需的VOUT。但是，在反相降壓-升壓拓?fù)渲校敵鲭妷河蒝L提供。在這種情況下，功率電感必須為輸出端提供更多電能，這就是|VOUT|更低時，占空比卻已達到50%的原因。
圖5.線圈位置對獲得輸出電壓的影響
也可以換種說法來表述，當(dāng)|VOUT|/VIN比下降時，反相降壓-升壓拓?fù)涞恼伎毡冉档退俣纫壬龎和負(fù)渎?。這是設(shè)計期間要考慮的一個重要事實，大家可以參考圖6更好地了解其影響，其中已重繪占空比和線圈電流紋波的一階近似值，但是是占空比與VIN之間的曲線。
圖6.反相降壓-升壓和升壓轉(zhuǎn)換器中，|VOUT| = 48V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關(guān)系
如圖6所示，線圈電流紋波(ΔIL)與VIN和D成正比。在升壓拓?fù)渲?，?dāng)VIN高于VOUT的一半時，占空比下降的速度快于VIN升高的速度，從VIN= 24V時的50%下降到VIN= 42V時的25%，如圖6左側(cè)圖中的藍色曲線所示。因此，對于圖6右側(cè)圖所示的升壓拓?fù)?，在VIN高于24V時，ΔIL會快速降低。
但是，對于反相降壓-升壓拓?fù)?，如之前圖4所示，當(dāng)|VOUT|/VIN下降時，或者說，VIN增大，以提供固定的|VOUT|時，D非常緩慢地下降。圖6左側(cè)圖中的綠色曲線顯示了這一點，當(dāng)VIN升高62.5%，從48V升高到78V時，占空比僅損失25%。由于D的下降不能抵消VIN的升高，線圈電流紋波會隨VIN升高而大幅增加，如圖6右側(cè)圖中的綠色曲線所示。
總體來說，與升壓拓?fù)湎啾?，反相降?升壓拓?fù)湓诟邏簵l件下具有更高的線圈電流紋波，所以，在相同的fSW下，反相降壓-升壓拓?fù)湫枰叩木€圈值。可以借助圖7，根據(jù)具體情況運用這一知識，當(dāng)然，也是基于一階近似值。
圖7.反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器中，VOUT= -12V和-150V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關(guān)系
具有寬輸入電壓范圍和高輸出電流的應(yīng)用
考慮一下VIN= 7V至72V，VOUT= -12V，電流為5A的應(yīng)用。在這個高輸出電流下，可以選擇使用同步控制器(ADI的LTC3896)來實現(xiàn)高效率。
選擇電感
在CCM中使用LTC3896時，建議將ΔIL保持在IOUT,MAX（例如，為5A時）的30%和70%之間。因此，ADI在設(shè)計時，希望在整個輸入電壓范圍內(nèi)，ΔIL保持在1.5A和3.5A之間。此外，保持在這個推薦的范圍內(nèi)，也就是IOUT,MAX的30%和70%之間意味著比率最多能達到2.33，即70%除以30%，也就是輸入電壓范圍內(nèi)最高電流紋波與最低電流紋波之間的比率。如之前觀察到的結(jié)果，對于反相降壓-升壓拓?fù)溥@類ΔIL會隨VIN大幅變化的拓?fù)鋪碚f，這并不是一項簡單的任務(wù)。
參考圖7可以看出，當(dāng)fSW= 1MHz，L = 1μH時，線圈電流紋波會在4.42A和10.29A之間變化，這個值太高了。要使最低ΔIL達到ADI建議的下限1.5A或IOUT,MAX的30%，需要將現(xiàn)在的值4.42A降低三倍?？梢詫SW設(shè)置為300kHz，選擇10μH電感，加上FREQ引腳上的47.5k?電阻來實現(xiàn)這一點。實際上，這會使ΔIL降低，(1μH × 1MHz)/(300kHz × 10μH) = 1/3。
由于這種降低，現(xiàn)在整個輸入電壓范圍內(nèi)，線圈電流紋波(ΔIL)會在1.5A和3.4A之間（IOUT,MAX的30%和68%之間）變化。獲得LTC3896數(shù)據(jù)手冊最后一頁所提供的電路，如圖8所示。
圖8.LTC3896電路：VIN= 7V至72V，VOUT- = -12V，fSW= 300kHz
使用LTspice驗證電感選擇
對于線圈電流紋波，可以使用LTspice來仿真相同的LTC3896電路，如圖9所示，以得出更準(zhǔn)確的值。在圖10中，VIN= 7V和72V時，ΔIL分別等于約1.45A和3.5A，這與之前根據(jù)圖7以及降低fSW和L獲取的一階近似值一致。請注意，圖10所示的線圈電流在流向RSENSE時，被視為是正電流。
圖9.使用LTspice仿真的LTC3896電路
圖10.測量VIN= 7V和72V時ΔIL的值，使用之前的LTspice電路獲取峰值線圈電流
使用LTspice仿真還有一個好處，可以確定運行期間的峰值線圈電流，即在最低輸入電壓為7V時的電流。
如圖10所示，應(yīng)用的峰值線圈電流接近15.4A。獲得這個值后，可以選擇電流額定值足夠高的功率電感。
設(shè)計采用更高的輸出電壓時
回到圖7，在VIN的范圍為12V至40V，VOUT= -150V這個假設(shè)情況下，其中也提供了電流紋波值。
要注意的第一點是，在相同的fSW和L下，要得出更高的VOUT，電流紋波會大幅增高。如此高的ΔIL往往不可取，因此，與之前的示例相比，需要降低更多倍數(shù)，這意味著在相同的fSW下，采用更大的電感。
第二點是關(guān)于ΔIL在整個輸入電壓范圍內(nèi)的變化。在之前的示例中，VOUT= -12V，從最低紋波到最高紋波，ΔIL只增加了約2.33倍，輸入電壓卻增長了超過10倍。在當(dāng)前的示例中，VOUT= -150V，從最低電流紋波到最高電流紋波，ΔIL已經(jīng)增大2.85倍，但輸入電壓只增大了3.33倍，從12V增大到40V。
還好，這種挑戰(zhàn)只存在于CCM情況下。在斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下，IOUT(MAX)的30%至70%這種限制不再適用。無論如何，在IOUT(MAX)= 5A時，要一步將VIN= 12V轉(zhuǎn)換為VOUT= -150V還是太過費力。在任何情況下，要進行這種電壓轉(zhuǎn)換時，需要的輸出電流一般很低，表示采用DCM模式。例如，LTC3863數(shù)據(jù)手冊最后一頁所示的電路就是如此，如圖11所示。
圖11.LTC3863電路：VIN= 12V至40V，VOUT-= –150V，fSW= 320kHz
因為DC電流低，所以在這些情況下使用非同步控制器（例如LTC3863）就足以提供不錯的效率。關(guān)于在DCM下的這種LTC3863設(shè)計，LTspice提供的LTC3863電路是一個不錯的工具，可用于優(yōu)化線圈選擇。
結(jié)論
反相降壓-升壓拓?fù)涞臒峄芈钒挥谳斎牒洼敵龆说慕M件，所以其布局難度要高于降壓拓?fù)浜蜕龎和負(fù)洹ｋm然與升壓拓?fù)溆行╊愃频牡胤?，但在類似的?yīng)用條件下，反相降壓-升壓拓?fù)涞碾娏骷y波更高，這是因為線圈是其唯一的輸出來源（如果忽略輸出電容）。
對于具有高輸入和/或輸出電壓的反相降壓-升壓應(yīng)用，線圈電流紋波可能更高。為了控制電流紋波，與升壓拓?fù)湎啾?，反相降?升壓拓?fù)鋾褂酶叩碾姼兄?。如本文中ADI就通過一個實例展示了如何根據(jù)應(yīng)用條件來快速調(diào)節(jié)電感。
關(guān)于ADI公司
Analog Devices, Inc. (NASDAQ: ADI)是全球領(lǐng)先的半導(dǎo)體公司，致力于在現(xiàn)實世界與數(shù)字世界之間架起橋梁，以實現(xiàn)智能邊緣領(lǐng)域的突破性創(chuàng)新。ADI提供結(jié)合模擬、數(shù)字和軟件技術(shù)的解決方案，推動數(shù)字化工廠、汽車和數(shù)字醫(yī)療等領(lǐng)域的持續(xù)發(fā)展，應(yīng)對氣候變化挑戰(zhàn)，并建立人與世界萬物的可靠互聯(lián)。ADI公司2022財年收入超過120億美元，全球員工2.4萬余人。攜手全球12.5萬家客戶，ADI助力創(chuàng)新者不斷超越一切可能。更多信息，請訪問www.analog.com/cn。
關(guān)于作者
Olivier Guillemant是ADI公司的核心應(yīng)用工程師，工作地點在德國慕尼黑。他為歐洲的廣泛市場客戶提供Power by Linear?產(chǎn)品組合的設(shè)計支持。他自2000年起擔(dān)任過各種電源應(yīng)用職位，于2021年加入ADI，擁有法國里爾大學(xué)的電子和電信碩士學(xué)位。
關(guān)鍵詞： 線圈電流 輸入電壓 輸出電壓 開關(guān)節(jié)點 功率電感
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